eng
Выпуск #1/1999
Б. Кабелев.
Полумостовые конверторы с переключением транзисторов при нуле напряжения
Полумостовые конверторы с переключением транзисторов при нуле напряжения
Просмотры: 7719
Стремление повысить эффективность и надежность источников вторичного электропитания, а также снизить их массогабаритные параметры заставляет конструкторов тщательно анализировать внутренние импульсные процессы в конверторах. Мягкая коммутация силовых транзисторов и обеспечивает желаемый результат.
При правильном расчете схемотехника и процессы в импульсных регуляторах и преобразователях постоянного напряжения в постоянное (конверторах) с переключением транзисторов при нуле напряжения (ПТНН) обеспечивают мягкую коммутацию транзисторов силовых транзисторных ключей (СТК) и снижает коммутационные потери [1]. Это происходит без избыточных и высокочастотных колебаний напряжения U(t) и тока I(t) (рис.1, 2) с формированием почти идеальной траектории IС(UС) (рис.3). В результате появляется возможность увеличить частоту импульсного процесса, а также снизить массу, габариты и потери мощности в трансформаторах, дросселях и конденсаторах. Отрицательные участки напряжения одного ключа и коррелирующие с ними подъемы напряжения (сверх напряжения, подаваемого на стойку) у другого СТК (см. рис.1б, 2б) соответствуют инвертированию тока в ключе — прохождению его по внутреннему диоду и МДП-транзистору (см. рис.1в, 2в). Довольно высокая скорость нарастания напряжения на ключе (см. рис.1б, 2б), даже при ограничении суммарной емкостью ключа, обусловливает проявление эффекта Миллера (влияние тока емкости обратной связи транзистора), т.е. задержку напряжения на затворе (см. рис.1а, 2а). Этот эффект затрудняет снижение коммутационных потерь до нуля. Однако его ослабление требует увеличения емкости ключа, что может нарушить формирование режима ПТНН, а также повышения мощности усилительного каскада управления с уменьшением его выходного сопротивления, которое должно согласовываться с характеристическим сопротивлением контура управления транзистора.
Для образования коммутационных контуров используются такие параметры схем, как индуктивности и емкости монтажа, входные и выходные емкости, а также внутренние диоды силовых МДП-транзисторов, межвитковые и межобмоточные емкости и особенно индуктивности рассеяния трансформаторов. Малые периоды колебаний этих контуров на коротких коммутационных интервалах за время задержек управления Tз (менее 5% периода процесса Т) между переключениями транзисторов обеспечивают необходимое формирование напряжения и перераспределение токов в элементах силовых ключей. На рис. 2 видно, что при запирании первого СТК с момента достижения порогового напряжения на затворе его транзистора (линия 1 на рис. 2а) общий ток разделяется между выходной емкостью транзистора (линия 1т) и дополнительным конденсатором (линия 1к). Одновременно даже через закрытый МДП-транзистор второго СТК проходит емкостной ток (линия 2т). Таково распределение токов между выходной емкостью транзистора и дополнительным конденсатором (линия 2к), причем напряжения на всех емкостях изменяются почти линейно. К моменту подачи напряжения на затвор второго транзистора (см. рис. 2а, линия 2) напряжение на его стоке практически равно нулю, ток стока имеет отрицательное значение, а скорость его изменения обратно пропорциональна коммутирующей индуктивности (как минимум, индуктивности рассеяния трансформатора). Весь процесс обычно занимает доли микросекунд.
Как уже отмечалось [1], режим ПТНН создается построением симметричных и несимметричных структур конверторов с соответствующим управлением. Несимметричные структуры обладают более гибкими возможностями для выполнения разнообразных требований при проектировании устройств и систем электропитания. Поэтому имеет смысл рассмотреть их подробнее. Процесс регулирования и коммутации в таких структурах обеспечивается неодинаковыми по периоду преобразования Т интервалами включения двух СТК — KЗT и (1-KЗ)T. На рис. 4—7 представлены силовые схемы полумостовых ПТНН-конверторов (регуляторов и преобразователей), которые в окончательном виде дополняются необходимыми фильтрами, схемами управления и контроля.
Для трех классических базовых регуляторов напряжения (см. рис.4) полумостовое исполнение повышает их надежность и эффективность. Это происходит благодаря уменьшению коммутационных потерь и снижению падения напряжения на замыкающем СТК. Первое особенно важно при повышенных напряжениях питания, когда велика емкостная энергия ключа СU2, второе существенно при малых выходных напряжениях. Напряжение на каждом СТК ограничено значением напряжения питания UП — для регуляторов с понижением и значением UП/(1-KЗ) — для регуляторов с повышением. Понижающая схема (см. рис.4а) обычно используется в качестве предварительного или выходного стабилизирующего каскада в многоканальных преобразователях. Повышающие схемы (см. рис.4б, 4в, 4г) более автономны, и на их базе может быть выполнен входной каскад корректора коэффициента мощности сетевых конверторов. Входной и выходной конденсаторы инвертирующего и повышающего регуляторов напряжения взаимозаменяемы. Их назначение определяется необходимостью подключения к общей шине таких частей схемы, как входная и выходная цепи, регулирующий СТК, дроссель, цепи управления и обратной связи. При проектировании ПТНН-регуляторов следует учитывать необходимость значительного (более единицы) коэффициента пульсации тока в дросселе и возможность его контроля.
Как и регуляторы, преобразователи напряжения полумостовой структуры могут быть понижающими — ПН (см. рис.5) и повышающими — ПВ (см. рис.6 и 7). Вторичная сторона имеет варианты: с LC-фильтром (двухтактная и однотактная) и с C-фильтром (однотактная обратноходовая). Возможно многотрансформаторное и многоканальное по выходам выполнение. В последнем случае схема каждого канала определяется его мощностью, а также требованиями стабильности выходной характеристики и слабого влияния тока нагрузки одного канала на напряжение другого. Наивысшая стабильность и независимость каналов характерны для обратноходовых схем с С-фильтром (см. рис.5г и 6г). Следует отметить, что однотактное исполнение с LC-фильтром некритично к полярности вторичной обмотки. Прямоходовое (а) и обратноходовое (в) выпрямление имеют практически одинаковые характеристики.
По первичной стороне повышающие преобразователи могут быть выполнены с подачей входного напряжения на конденсаторы С2 (см. рис.6) или С1, образуя фактически идентичные схемы. Однако во втором случае необходимо поменять сигналы управления: на VT1– подать сигнал “КЗ”, а на VT2 – сигнал “1-КЗ”. При этом регулирующий СТК уже не имеет общей точки с входной цепью – конденсатором источника питания .
Как и у регуляторов, напряжение на каждом ключе СТК преобразователей четко ограничено с помощью конденсаторов С1 и С2: значением UП - для ПН-преобразователей и UП/(1-KЗ) - для ПВ-преобразователей. Приведенные на выходе схем (см. рис.5—7) коэффициенты передачи (отношение выходного напряжения к входному UП) идеализированы, оценочно максимальные. В реальных схемах они являются функцией не только коэффициента заполнения импульсов, но и параметров схемы, особенно индуктивности рассеяния.
Практическое применение понижающих схем из-за малой величины произведения КЗ(1-КЗ)=0,1—0,2 и слабого его изменения при КЗ=0,4—0,5 целесообразно при повышенных входных напряжениях и при малых коэффициентах передачи по напряжению (<0,3). Это также обусловлено снижением коэффициента связи трансформатора с увеличением его коэффициента трансформации. У повышающих схем характер коэффициента передачи более линеен. И хотя влияние индуктивности рассеяния ограничивает верхний уровень коэффициента КЗ значениями 0,5—0,7, это позволяет использовать их, когда необходимы коэффициенты передачи более 0,3. Обратноходовые схемы с С-фильтром, имеющие линейный (см. рис.5г) или нелинейный нарастающий характер коэффициента передачи (см. рис.6г), могут работать при напряжении питания широкого диапазона.
Использование многотрансформаторного включения [2] в полумостовой несимметричной схеме в зависимости от полярностей возможно в двух вариантах: а)одинаковые обратноходовые трансформаторы, б)прямоходовой и обратноходовой трансформаторы с противофазным включением. В первом случае трансформаторы работают в обратноходовой схеме синхронно и осуществляют деление мощности, во втором трансформаторы не могут быть одинаковыми, так как существенно различаются токами намагничивания. Подбор параметров трансформаторов позволяет оптимизировать их конструкцию и также облегчить организацию ПТНН-режима.
Основную структуру повышающих преобразователей (см. рис.6) путем изменения первичной стороны (кольцевой перестановкой ключа СТК и конденсатора С) можно преобразовать в эквивалентную полумостовую несимметричную схему с комбинированными С—СТК-стойками (см. рис.7). Такая схема способна работать с теми же схемами вторичной стороны, что и у основной структуры (см. рис.5—6), но благодаря двум одинаковым выходным диагоналям между средними точками различных конденсаторов С и ключей СТК позволяет осуществить вариант подключения первичной обмотки к общей шине входной цепи, СТК и схемы управления (см. рис.7б).
Использование в комбинированной полумостовой структуре обеих диагоналей для подключения первичных обмоток одного трансформатора (рис. 8) возможно только при одинаковых интервалах КЗТ включенного состояния ключей СТК. Это соответствует симметричной схеме “пуш-пул” с поочередным подключением обмоток в противофазе [2]. В таком преобразователе сложнее организовать процесс коммутации СТК со всеми фазами после паузы, который существенно отличается от процесса, протекающего в симметричных схемах (мостовой или “пуш-пул” с третьим регулирующим СТК), способных сохранять (“замораживать”) ток коммутирующей индуктивности LК в течение паузы в контуре с малым напряжением (единицы вольт). В полумостовой схеме “пуш-пул” во время паузы в контуре включается источник питания UП или второй конденсатор с таким же напряжением. Это вызывает быстрый спад первичного тока в коммутирующей индуктивности (тем более в индуктивности рассеяния LS) за интервал паузы. Для нормальной коммутации перед следующим интервалом импульса необходимы значительная индуктивность LS и значение первичного тока I1 в соответствии с соотношением LSI1МАКС і UП(1-2KЗ)T. Отсюда видно, что наиболее трудно достичь режима ПТНН при максимальном напряжении питания UП и при минимальном токе нагрузки. Увеличение индуктивности рассеяния LS (даже на 1% от индуктивности намагничивания) существенно затрудняет получение необходимого коэффициента заполнения импульсов при малых напряжениях питания.
Таким образом, симметричную полумостовую схему “пуш-пул” в двухтактном ПТНН режиме можно использовать для преобразования низких напряжений при небольшом изменении напряжения питания или с входным (выходным) регулятором напряжения. При широком диапазоне изменения напряжения питания неизбежны нарушения режима ПТНН, но зато на ключах СТК отсутствуют перенапряжения (с ограничением на уровне, близком 2UП) и высокочастотные колебания. Но для всех этих применений схемы “пуш-пул” необходим тщательно спроектированный и хорошо симметрированный, т.е. почти идеальный трансформатор с индуктивностью рассеяния в сотые доли процента от индуктивности намагничивания.
Литература
1. Кабелев Б.В. Регуляторы и преобразователи с коммутацией при нуле напряжения.— Электроника: НТБ, 1998, № 3-4.
2. Гончаров А. Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии.— Электроника: НТБ, 1998, № 2.
Представляем автора статьи
КАБЕЛЕВ Борис Вениаминович. Работает в Московском авиационном институте. Автор свыше 70 научных трудов, авторских свидетельств и патентов. Сфера научных интересов — транзисторные преобразователи электрической энергии. Контактный телефон: (095) 158-4583
Для образования коммутационных контуров используются такие параметры схем, как индуктивности и емкости монтажа, входные и выходные емкости, а также внутренние диоды силовых МДП-транзисторов, межвитковые и межобмоточные емкости и особенно индуктивности рассеяния трансформаторов. Малые периоды колебаний этих контуров на коротких коммутационных интервалах за время задержек управления Tз (менее 5% периода процесса Т) между переключениями транзисторов обеспечивают необходимое формирование напряжения и перераспределение токов в элементах силовых ключей. На рис. 2 видно, что при запирании первого СТК с момента достижения порогового напряжения на затворе его транзистора (линия 1 на рис. 2а) общий ток разделяется между выходной емкостью транзистора (линия 1т) и дополнительным конденсатором (линия 1к). Одновременно даже через закрытый МДП-транзистор второго СТК проходит емкостной ток (линия 2т). Таково распределение токов между выходной емкостью транзистора и дополнительным конденсатором (линия 2к), причем напряжения на всех емкостях изменяются почти линейно. К моменту подачи напряжения на затвор второго транзистора (см. рис. 2а, линия 2) напряжение на его стоке практически равно нулю, ток стока имеет отрицательное значение, а скорость его изменения обратно пропорциональна коммутирующей индуктивности (как минимум, индуктивности рассеяния трансформатора). Весь процесс обычно занимает доли микросекунд.
Как уже отмечалось [1], режим ПТНН создается построением симметричных и несимметричных структур конверторов с соответствующим управлением. Несимметричные структуры обладают более гибкими возможностями для выполнения разнообразных требований при проектировании устройств и систем электропитания. Поэтому имеет смысл рассмотреть их подробнее. Процесс регулирования и коммутации в таких структурах обеспечивается неодинаковыми по периоду преобразования Т интервалами включения двух СТК — KЗT и (1-KЗ)T. На рис. 4—7 представлены силовые схемы полумостовых ПТНН-конверторов (регуляторов и преобразователей), которые в окончательном виде дополняются необходимыми фильтрами, схемами управления и контроля.
Для трех классических базовых регуляторов напряжения (см. рис.4) полумостовое исполнение повышает их надежность и эффективность. Это происходит благодаря уменьшению коммутационных потерь и снижению падения напряжения на замыкающем СТК. Первое особенно важно при повышенных напряжениях питания, когда велика емкостная энергия ключа СU2, второе существенно при малых выходных напряжениях. Напряжение на каждом СТК ограничено значением напряжения питания UП — для регуляторов с понижением и значением UП/(1-KЗ) — для регуляторов с повышением. Понижающая схема (см. рис.4а) обычно используется в качестве предварительного или выходного стабилизирующего каскада в многоканальных преобразователях. Повышающие схемы (см. рис.4б, 4в, 4г) более автономны, и на их базе может быть выполнен входной каскад корректора коэффициента мощности сетевых конверторов. Входной и выходной конденсаторы инвертирующего и повышающего регуляторов напряжения взаимозаменяемы. Их назначение определяется необходимостью подключения к общей шине таких частей схемы, как входная и выходная цепи, регулирующий СТК, дроссель, цепи управления и обратной связи. При проектировании ПТНН-регуляторов следует учитывать необходимость значительного (более единицы) коэффициента пульсации тока в дросселе и возможность его контроля.
Как и регуляторы, преобразователи напряжения полумостовой структуры могут быть понижающими — ПН (см. рис.5) и повышающими — ПВ (см. рис.6 и 7). Вторичная сторона имеет варианты: с LC-фильтром (двухтактная и однотактная) и с C-фильтром (однотактная обратноходовая). Возможно многотрансформаторное и многоканальное по выходам выполнение. В последнем случае схема каждого канала определяется его мощностью, а также требованиями стабильности выходной характеристики и слабого влияния тока нагрузки одного канала на напряжение другого. Наивысшая стабильность и независимость каналов характерны для обратноходовых схем с С-фильтром (см. рис.5г и 6г). Следует отметить, что однотактное исполнение с LC-фильтром некритично к полярности вторичной обмотки. Прямоходовое (а) и обратноходовое (в) выпрямление имеют практически одинаковые характеристики.
По первичной стороне повышающие преобразователи могут быть выполнены с подачей входного напряжения на конденсаторы С2 (см. рис.6) или С1, образуя фактически идентичные схемы. Однако во втором случае необходимо поменять сигналы управления: на VT1– подать сигнал “КЗ”, а на VT2 – сигнал “1-КЗ”. При этом регулирующий СТК уже не имеет общей точки с входной цепью – конденсатором источника питания .
Как и у регуляторов, напряжение на каждом ключе СТК преобразователей четко ограничено с помощью конденсаторов С1 и С2: значением UП - для ПН-преобразователей и UП/(1-KЗ) - для ПВ-преобразователей. Приведенные на выходе схем (см. рис.5—7) коэффициенты передачи (отношение выходного напряжения к входному UП) идеализированы, оценочно максимальные. В реальных схемах они являются функцией не только коэффициента заполнения импульсов, но и параметров схемы, особенно индуктивности рассеяния.
Практическое применение понижающих схем из-за малой величины произведения КЗ(1-КЗ)=0,1—0,2 и слабого его изменения при КЗ=0,4—0,5 целесообразно при повышенных входных напряжениях и при малых коэффициентах передачи по напряжению (<0,3). Это также обусловлено снижением коэффициента связи трансформатора с увеличением его коэффициента трансформации. У повышающих схем характер коэффициента передачи более линеен. И хотя влияние индуктивности рассеяния ограничивает верхний уровень коэффициента КЗ значениями 0,5—0,7, это позволяет использовать их, когда необходимы коэффициенты передачи более 0,3. Обратноходовые схемы с С-фильтром, имеющие линейный (см. рис.5г) или нелинейный нарастающий характер коэффициента передачи (см. рис.6г), могут работать при напряжении питания широкого диапазона.
Использование многотрансформаторного включения [2] в полумостовой несимметричной схеме в зависимости от полярностей возможно в двух вариантах: а)одинаковые обратноходовые трансформаторы, б)прямоходовой и обратноходовой трансформаторы с противофазным включением. В первом случае трансформаторы работают в обратноходовой схеме синхронно и осуществляют деление мощности, во втором трансформаторы не могут быть одинаковыми, так как существенно различаются токами намагничивания. Подбор параметров трансформаторов позволяет оптимизировать их конструкцию и также облегчить организацию ПТНН-режима.
Основную структуру повышающих преобразователей (см. рис.6) путем изменения первичной стороны (кольцевой перестановкой ключа СТК и конденсатора С) можно преобразовать в эквивалентную полумостовую несимметричную схему с комбинированными С—СТК-стойками (см. рис.7). Такая схема способна работать с теми же схемами вторичной стороны, что и у основной структуры (см. рис.5—6), но благодаря двум одинаковым выходным диагоналям между средними точками различных конденсаторов С и ключей СТК позволяет осуществить вариант подключения первичной обмотки к общей шине входной цепи, СТК и схемы управления (см. рис.7б).
Использование в комбинированной полумостовой структуре обеих диагоналей для подключения первичных обмоток одного трансформатора (рис. 8) возможно только при одинаковых интервалах КЗТ включенного состояния ключей СТК. Это соответствует симметричной схеме “пуш-пул” с поочередным подключением обмоток в противофазе [2]. В таком преобразователе сложнее организовать процесс коммутации СТК со всеми фазами после паузы, который существенно отличается от процесса, протекающего в симметричных схемах (мостовой или “пуш-пул” с третьим регулирующим СТК), способных сохранять (“замораживать”) ток коммутирующей индуктивности LК в течение паузы в контуре с малым напряжением (единицы вольт). В полумостовой схеме “пуш-пул” во время паузы в контуре включается источник питания UП или второй конденсатор с таким же напряжением. Это вызывает быстрый спад первичного тока в коммутирующей индуктивности (тем более в индуктивности рассеяния LS) за интервал паузы. Для нормальной коммутации перед следующим интервалом импульса необходимы значительная индуктивность LS и значение первичного тока I1 в соответствии с соотношением LSI1МАКС і UП(1-2KЗ)T. Отсюда видно, что наиболее трудно достичь режима ПТНН при максимальном напряжении питания UП и при минимальном токе нагрузки. Увеличение индуктивности рассеяния LS (даже на 1% от индуктивности намагничивания) существенно затрудняет получение необходимого коэффициента заполнения импульсов при малых напряжениях питания.
Таким образом, симметричную полумостовую схему “пуш-пул” в двухтактном ПТНН режиме можно использовать для преобразования низких напряжений при небольшом изменении напряжения питания или с входным (выходным) регулятором напряжения. При широком диапазоне изменения напряжения питания неизбежны нарушения режима ПТНН, но зато на ключах СТК отсутствуют перенапряжения (с ограничением на уровне, близком 2UП) и высокочастотные колебания. Но для всех этих применений схемы “пуш-пул” необходим тщательно спроектированный и хорошо симметрированный, т.е. почти идеальный трансформатор с индуктивностью рассеяния в сотые доли процента от индуктивности намагничивания.
Литература
1. Кабелев Б.В. Регуляторы и преобразователи с коммутацией при нуле напряжения.— Электроника: НТБ, 1998, № 3-4.
2. Гончаров А. Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии.— Электроника: НТБ, 1998, № 2.
Представляем автора статьи
КАБЕЛЕВ Борис Вениаминович. Работает в Московском авиационном институте. Автор свыше 70 научных трудов, авторских свидетельств и патентов. Сфера научных интересов — транзисторные преобразователи электрической энергии. Контактный телефон: (095) 158-4583
Отзывы читателей
